Чередник Павел Федорович. Выходной каскад Умзч с динамическим контролем сквозного тока и компенсацией искажений

Павел Чередник

Выходной каскад УМЗЧ с динамическим контролем сквозного тока и компенсацией искажений.

Аннотация.

На конкретном примере рассмотрен метод построения выходного каскада усилителя мощности звуковой частоты с раздельными и независимыми цепями усиления сигнала и управления током покоя. Данный метод позволяет реализовать режим динамического сквозного тока, дает возможность применить метод компенсации искажений по входу и достичь высоких качественных показателей - коэффициента искажений порядка 0,001% на частоте 20 кГц при нагрузке 8 Ом при незначительном вкладе гармоник высших порядков. (Статья в журнал Радиоаматор N 9-12, 2020).

Введение.

Меня в свое время поразила одна фраза из книги Боба Кордела [1], примерно такого содержания: "Любители лампового звука предпочитают звук латеральных полевых транзисторов". Возникал вопрос - как можно отличить звук усилителя с латеральными транзисторами (с горизонтальным каналом в русскоязычной терминологии), если рябит в глазах от числа нулей после запятой в технических характеристиках искажений обоих усилителей? Казалось бы, реально существовавший "феномен транзисторного звучания" остался далеко в прошлом, на заре развития транзисторных технологий. И кому прикажете верить - "слухачам", способным различать звук двух "идеальных", но разных усилителей, или "технарям", клянущимся в достоверности их технических результатов, осциллограмм и показаний приборов? Лично я склонен больше доверять "слухачам", поскольку они фиксируют объективную реальность, данную им в ощущениях, и, следовательно, технические характеристики эту реальность не выявляют.

"Технари" не слушают музыку. Для них лучше всякой музыки картинка на экране осциллографа или "сногсшибательная" схема. Однако, очарованные магией числа нулей после запятой, они сознательно идут если не на фальсификацию, то на предвзятый подход к определению показателей своих продуктов. Искажения указываются не для реального сигнала под реальной нагрузкой, а для чистой синусоиды с частотой в 1 КГц на резистивной нагрузке. При этом измерения производятся на сигнале большой амплитуды, маскирующей практически все основные проблемы, возникающие вблизи нуля. Все оказывается прекрасно для любителей грохочущего "тяжелого металла", а те, кто хочет услышать шепот женщины на фоне контрабаса или тончайшие интонации голоса, вынуждены покупать ламповые усилители мощностью максимально 10 Вт при стоимости по тысяче долларов за каждый ватт либо нагревать помещение транзисторными усилителями, работающими в классе А.

Все проблемные вопросы, касающиеся согласования позиций "технарей" и "слухачей", для конструкторов аппаратуры сводятся к трем проблемным позициям, которые можно обозначить как проблема нуля, проблема нагрузки, и проблема испытаний. Проблема нуля возникает в двухтактных усилителях мощности вблизи нулевого тока нагрузки, когда происходит передача управления выходным током от одного плеча усилителя к другому. Если выходные транзисторы имеют определенный ток покоя, то при переходе сигнала через нуль возникает сквозной ток, проходящий через оба транзистора, усилитель на короткое время переходит в класс А, его внутреннее сопротивление падает, коэффициент передачи растет. По мере роста выходного тока, один из выходных транзисторов постепенно блокируется, а второй, все еще находящийся на начальном участке входной характеристики, начинает полностью определять выходной ток и, если ток покоя относительно невелик, его внутреннее сопротивление (обратное крутизне при данном токе) оказывается недостаточно малым. Следовательно, для нормальной работы в таком режиме ток покоя транзисторов должен быть довольно значительным (класс АВ). По этой причине , большинство авторов монографий [1, 2, 3, 4] рекомендует режим работы выходного каскада в классе В, когда каждое плечо усилителя отрабатывает ровно половину сигнала, а другую половину - находится в "отсечке". Это достигается подбором оптимального смещения на базах выходных транзисторов, когда сигнал уже не "режется", но еще не возникает заметный сквозной ток. По умолчанию предполагается, что при выходных напряжениях усилителя близких к нулю относительная величина искажений может быть сколь угодно большой, так как абсолютная величина искажений получается их умножением на незначительную величину выходного сигнала и результат оказывается пренебрежимо мал. Все получается прекрасно при большом сигнале и главное, при резистивной нагрузке. Проблема в том, что при нарастании сигнала вблизи нуля, когда выходные транзисторы только-только вышли из состояния отсечки тока, усилитель с глубокой ООС вынуждено переходит на предельный режим работы, форсируя открывание транзистора. В этот момент запас усиления резко падает, выходное сопротивление возрастает, возникают переходные искажения, которые принципиально невозможно устранить при помощи обратной связи. Это демонстрируют простые, грубые оценки. Действительно, скорость нарастания выходного сигнала с амплитудой около 30 В и частотой около 20 КГц достигает 4В/мкс. Выходной ток усилителя величиной 100 мА на нагрузке 4 Ом достигается при выходном напряжении 0,4 В за время 0,1мкс. (0,4В/(4В/мкс)=0,1 мкс). За это время предварительный усилитель должен успеть разогнать выходной транзистор, вовремя затормозить и обеспечить режим полного контроля тока. Это означает, что время установления переходной характеристики всего усилителя в малосигнальном режиме должно быть, во всяком случае, не хуже примерно 0,1 мкс, что на порядок меньше того, что мы имеем в реальности. Таким образом, мы получаем "мертвую зону", в которой свойства выходного сигнала зависят уже не от входного сигнала, а от внутренних свойств усилителя. Фактически усилитель на короткое время переходит в импульсный режим работы, когда его свойства определяются переходными характеристиками, зависящими от амплитудно-фазо-частотых характеристик в высокочастотной области (в мегагерцовом диапазоне). Спектр сигнала искажений, возникающих в подобных процессах, также простирается до мегагерцовой области.

Здесь мы сталкиваемся со второй проблемой, которая полностью игнорируется и даже не анализируется в среде разработчиков - проблемой нагрузки. Одни (например A. Данилов [4]) утверждают, что резистивная нагрузка нагружает усилитель во всяком случае не меньше чем реальная, другие (например Слоун [3]) ссылаются на отсутствие стандартов нагрузки, как будто это аргумент, чтобы пользоваться нагрузкой, не соответствующей реальной. Безусловно, резистивная нагрузка в определенном отношении отражает качество усилителя, но понимание общей проблематики все же необходимо. Реальность же такова, что нагрузка в виде динамической головки громкоговорителя является принципиально иным типом нагрузки по сравнению с резистивной.

Главное отличие (помимо индуктивности, что менее существенно) состоит в наличии противо-ЭДС головки, пропорциональной скорости звуковой катушки (ЗК) и направленной против ЭДС усилителя. Рассмотрим вариант, когда частота сигнала выше диапазона частот резонансного пика головки. В таком случае во время действия одной из полуволн сигнала происходит разгон ЗК, а максимальное значение скорости достигается ровно в момент нуля выходного сигнала - сигнал скорости звуковой катушки отстает на 90 градусов от сигнала ускорения. В этот же момент (нуля выходного напряжения) значение тока противо-ЭДС достигает максимального значения и этот ток должен гасится внутренним сопротивлением усилителя. Отметим, что ток противо-ЭДС весьма значителен и может даже превышать рабочий выходной ток усилителя. Кроме того, при реальном сигнале сдвиг фаз между током усилителя и его выходным напряжением приводит к тому, что точка пересечения нуля выходным током усилителя "гуляет" в полном диапазоне выходных напряжений, а не в нуле, как в случае резистивной нагрузки. Проблема нуля становится проблемой всего усилителя.

Аналогичное несоответствие между характером нагрузки и типом входного сигнала порождает проблему испытаний. Испытательный сигнал, наиболее соответствующий реальному, должен представлять собой белый шум, либо шумовой сигнал, стандартизированный по DIN, нагрузка - динамическая головка, а искажения определяются методом компенсации выходного сигнала усилителя входным сигналом в полном рабочем диапазоне уровней выходного сигнала. При этом получается полная векторная погрешность, учитывающая нелинейные, интермодуляционные и фазовые искажения. Если величина полученных при таком испытании искажений уложится в 0,1%, то можно утверждать, что погрешность, вносимая усилителем, находится вне пределов восприятия по крайней мере, средним ухом. Такие испытания помогут выявить истинную цену претензий на "безукоризненность" или даже "абсолютность" изделия.

Корень перечисленных проблем -- в низком качестве выходного каскада усилителя. Каскад, лишенный переходных искажений, имеющий малые искажения всех видов в звуковом диапазоне частот, незначительный по ширине спектр гармоник, свободно работающий на реактивную нагрузку любого вида -- такой каскад снимает эти проблемы. Именно о таком каскаде пойдет речь ниже.

1. Анализ ситуации и постановка задачи.

Следует подчеркнуть: наличие "мертвой зоны" в поведении выходных транзисторов - проблема не этих транзисторов, а всей схемы, работающей с ООС, поскольку в эти моменты весь усилитель до предела форсирует усиление, а затем довольно долго "выходит из шокового состояния". Выбросы напряжения, связанные с режимом предельного усиления, и дребезг, сопровождающий выход из этого режима, будут наблюдаться в любых точках усилительной системы. Установка выходных индуктивностей для подавления выбросов идущих на нагрузку - это зарывание головы в песок - выбросы не исчезают в самой схеме. Эмиттерный или истоковый повторитель сам по себе никогда не создает выбросов или дребезга, потому что работает в полном соответствии со своими возможностями без форсажа и перегрузок. Поэтому первый критерий нормальной работы усилителя - отсутствие выбросов напряжения или дребезга, свидетельствующих о перегрузке отдельных элементов схемы в рабочем диапазоне частот и амплитуд. Эти выбросы должны отсутствовать в чистом сигнале искажений, так как в полном сигнале они маскируются основной амплитудой. Второй критерий качества - коэффициент искажений не должен возрастать при уменьшении амплитуды выходного сигнала. Значительно лучше, если он будет уменьшаться. (Отмечу попутно, что для многих "высококачественных" операционных усилителей, особенно тех, что потребляют малые токи покоя, характерно монотонное возрастание искажений при уменьшении сигнала, начиная примерно с одного вольта выходного напряжения. Это свидетельствует о применении симметричного двухтактного каскада усиления напряжения, для которого характерна все та же "проблема нуля" при малом сквозном токе. Вообще, в звуковых усилителях следует избегать схем, работающих на малых токах покоя). Третий критерий - усилитель должен нормально работать на реактивную нагрузку (емкость или индуктивность) создающую сопротивление эквивалентное омическому.

Селф Дуглас, детально исследовавший переходные искажения в выходных каскадах [2], шел по пути поиска оптимального смещения на базах выходных транзисторов, при котором искажения выходного каскада будут минимальны. При этом найденный оптимум относился к статическому (или квазистатическому, то есть низкочастотному) режиму работы каскада, для больших амплитуд и резистивной нагрузки. Он также показал, что с уменьшением амплитуды сигнала относительные искажения растут, впрочем, абсолютная их величина падает, что показалось ему вполне приемлемым. Однако на большинстве графиков, приводимых автором, наблюдается рост искажений прямо пропорциональный частоте, начиная с 1 - 2 килогерц, причем в пределе величина искажений приближается к таковым для чистого выходного каскада. Это свидетельствует о наличии динамической составляющей искажений, роль которой растет с частотой, так как она не может быть эффективно подавлена обратной связью. Поэтому общий вывод автора о преимуществах класса В, оптимизированного по напряжению смещения, следует отнести только к низкочастотному (до примерно 2 КГц) диапазону. На более высоких частотах преимущество имеют усилители, работающие на значительных токах покоя. Динамическая составляющая искажений связана с переходом предварительного усилителя на предельные режимы, в связи с его неспособностью быстро перевести выходные транзисторы в активный режим.

Хун-Чан Лин достоин памятника - структура его усилителя, опубликованная в далеком 1956 году, продолжает доминировать в 21 веке. Однако, совершенствование каскадов предварительного усиления с последующим применением ООС равносильно применению припарок для оживления мертвого тела - на закрытый или перегруженный транзистор обратная связь не действует. Коренной недостаток структуры Лина - совмещение управления выходным каскадом по постоянному и по переменному току. Сигнал определенной полярности включает соответствующее плечо выходного каскада и одновременно выключает другое плечо, что приводит к вышеописанным явлениям. Попытки решить проблему в рамках той же структуры сводились к следующему простому принципу: необходимо реализовать такой режим работы выходных транзисторов, при котором не допускается состояние отсечки тока. За рубежом подобные публикации появились в начале 80-х годов и данный режим впоследствии получил название Super A или Non switching. Насколько мне известно, одна из первых конструкций такого типа на советском пространстве была предложена Ю. Митрофановым в 1986 году [5]. Он обозначил данный режим как "экономичный режим А". Принцип организации подобного выходного каскада наиболее четко выражен в усилителе Г. Брагина [6]. Следует рассмотреть его более детально, чтобы выявить недостатки такого подхода.

Существенные детали, поясняющие работу схемы, показаны на рис. 1. По мере того, как положительная полуволна заканчивается, ток через сопротивление Ro падает, транзистор Т3 приоткрывается напряжением на диоде, и возникающий ток с коллектора T3 используется (с помощью соответствующей схемы) для приоткрывания транзистора Т1 с целью поддержания определенного уровня выходного тока на весь период действия отрицательной полуволны. Когда снова приходит положительная полуволна, транзистор Т1 уже полуоткрыт и мягко включается в работу без скачков и перегрузок. Измерения, проведенные автором, показали значительное сужение спектрального состава гармоник.

Казалось бы, все получается красиво, кроме одного - цепи поддержания выходного тока имеют нелинейный характер и работают автономно, каждая в своем плече и только в период активности противоположного плеча. Это приводит к неприятным последствиям. Согласно правилу Кирхгофа сумма токов в узле (на выходе усилителя) всегда равна нулю: I₊ - I_- - Iout = 0. Так как отрицательное плечо "ничего не знает" о процессах в положительном плече, его ток пропорционален входному сигналу KUin. Получаем Iout = I₊ - KUin. Избыточному току положительного плеча некуда деваться, кроме как идти в нагрузку, и он становится чистым источником нелинейности (искажений типа меандра). Вновь созданная трудность героически преодолевается за счет действия общей обратной связи. Мы приходим к выводу, что дополнительный ток, проходящий через выходные транзисторы должен быть одинаков для обоих плеч. Это должен быть сквозной ток и усилитель должен поддерживать режим одинакового (не обязательно постоянного) сквозного тока.

Рис. 1

Такой режим автоматически реализуется при использовании вышеупомянутых латеральных полевых транзисторов (2SK1056(57,58)/2SJ160(161,162), 2SK133(134,135)/2SJ48(49,50), BUZ901(900)/BUZ906(905)), включаемых по схеме с общим истоком. Дело в том, что для этих транзисторов характерно наличие тока стока при нулевом напряжении затвор-исток (около 100 мА для пары 2SK1058/2SJ162). Отсечка тока отсутствует, а "мягкость" входной характеристики этих транзисторов - плавно нарастающая крутизна и термостабильная точка вблизи 150 мА позволяют при грамотном подходе достичь хороших результатов простыми средствами. Как видим, выбор аудиофилов вполне согласуется с объективными факторами. Совсем по-иному обстоит дело c полевыми транзисторами с вертикальным каналом, у которых рабочая область начинается с нескольких вольт напряжения затвор-исток. Неприятность усиливается тем фактом, что данный тип транзисторов технологичен, обладает рядом технических достоинств (в частности, большой крутизной), широкой номенклатурой и низкой стоимостью.

А. Гладкий популяризирует схемы усилителей с раздельным усилением полуволн и последующим их сложением на выходе [7]. (Идею предложил Питер Бломлей в 1971 году). В таком варианте может быть получена хорошая стабилизация токов покоя (каждое плечо работает как усилитель тока) и достаточно полная компенсация этих токов при их суммировании в нагрузке. Возникают вопросы только в отношении двух моментов - работы усилителя при малых напряжениях (в связи с расщеплением полного сигнала на две полуволны при помощи диодов), а также - при реактивной нагрузке усилителя (так как каждое плечо работает с ООС по выходному току, а общая ООС - по выходному напряжению).

В целом очевидно, что традиционная схемотехника УМЗЧ вышла не некий предел, который также можно характеризовать как определенный тупик, из которого невозможно выйти без существенных изменений подхода. Корень зла содержится в двухтактном выходном каскаде, а точнее - в механизме его работы, приводящем к переходным динамическим искажениям. Природа этих искажений состоит в постоянном изменении режима работы мощного транзистора - за одну полуволну сигнала его рабочая точка проходит цикл от отсечки до максимума тока и обратно до отсечки. Проблема решается в усилителях класса А, где рабочая точка транзистора остается практически неизменной, а искажения сигнала незначительны и связаны только с меняющимся падением напряжения на транзисторе (эффект Эрли). (К тому же они неплохо обогревают помещение в зимнее время, что имеет самостоятельную ценность). Некоторый эффект дает режим АВ, при условии, что ток покоя транзистора значителен (около 20% максимального), но все же - это полумера: искажения возрастают, как только закрывается транзистор противоположного плеча и весь ток работающего транзистора начинает течь в нагрузку. Тепла получается много, а полноценного решения проблемы нет.

Исследования показывают, что обеспечить хорошую и непрерывную управляемость работы транзисторов выходного каскада можно, если ток проходит через выходные транзисторы всегда, и всегда превышает ток, идущий в нагрузку. По мере роста этого превышения величина искажений выходного сигнала приближается к таковой для режима класса А. Но главное - гармонический состав спектра искажений постепенно сводится к одной - второй гармонике.

Учитывая вышесказанное, мы можем сформулировать требования к режиму работы полноценного выходного каскада, из которых следуют соответствующие требования к схемному решению. 1. Токи, проходящие через выходные транзисторы должны превышать токи, проходящие через эти транзисторы в нагрузку, причем желательно обеспечить возможность управления этим избыточным током. 2. Избыточный ток должен быть одинаковым (по модулю) для обоих плеч выходного каскада еще до включения обратной связи. (ООС уравнивает эти токи в любом случае, но это уравнивание не бывает полным). Другими словами, схема должна обеспечивать наличие непрерывного и управляемого сквозного тока через выходные транзисторы и оба транзистора непрерывно должны находиться в активном режиме. Желательно также в схемном решении учитывать наличие динамической составляющей искажений, зависящей от скорости нарастания выходного напряжения.

2. Схемное решение.

Для начала необходимо "разрубить Гордиев узел" схемы Лина - совмещение управления выходным каскадом по постоянному и по переменному току. Цепи усиления сигнала и цепи управления режимом работы должны быть разделены и не оказывать взаимного влияния. При этом выходной каскад превращается в функционально отдельный узел (четырехполюсник), имеющий вполне определенные характеристики, знание которых необходимо для построения общей схемы. Лично мне также представляется целесообразным обеспечить определенное усиление каскада по напряжению (при условии достаточно малых искажений) с тем, чтобы можно было использовать в качестве предварительного - операционный усилитель (ОУ).

Требование независимости управления режимом сильно ограничило возможности выбора схемных решений, более того, предоставило только один-единственный вариант - дифференциальный усилительный каскад. Его особенность в том, что токовый сигнал, подаваемый на эмиттеры дифференциальной пары воспринимается усилителем как синфазная помеха и подавляется с эффективностью порядка 60 Дб. В то же время, этот сигнал управляет синфазным напряжением на коллекторных резисторах, и это напряжение можно использовать для управления режимом мощных выходных транзисторов, включенных по схеме с общим эмиттером (общим истоком). Управление реализуется путем использовании датчика (датчиков) тока - резисторов, установленных в цепи прохождения тока нагрузки и если нужно - в цепях выходных транзисторов. Собственно в этом и состоит идея схемного решения, которая может быть реализована в неограниченном числе вариантов, в зависимости от конкретной задачи и имеющейся элементной базы. Один из возможных вариантов построения схемы рассмотрен ниже.

Схема строилась максимально "короткой", чтобы в полной мере использовать частотные свойства выходных транзисторов и избежать появления дополнительных полюсов частотной характеристики. Кроме того, дифференциальный каскад дает возможность использовать метод уменьшения искажений с помощью компенсирующего входного тока [8]. Этот метод не использует обратной связи и поэтому он не создает новых полюсов АЧХ.

Базовая схема выходного каскада показана на рис. 2. Это - стандартная симметричная схема

Рис. 2. Базовая схема выходного каскада.

дифференциального усилителя с мощными выходными транзисторами. Его особенность - в симметричном управлении током покоя (сквозным током) дифференциальных пар верхнего и нижнего плеча - выход Vc (повышение тока покоя соответствует отрицательному напряжению на входе Vc). Собственно это управление и позволяет решать проблемные вопросы выходных каскадов. Вопрос лишь в грамотной организации этого управления. Датчиками, позволяющими контролировать токи выходных транзисторов и ток нагрузки являются резисторы по 0,1 Ом. Соответствующие точки контроля обозначены буквами А, В и С.

Изначально я ориентировался на дешевые мощные полевые транзисторы с вертикальным каналом, которые имел в наличии - пара IRF540/IRF9540. Прежде чем брать в руки паяльник, я исследовал различные варианты схемы и различные методы управления в среде Micro-Cap10. Кое-что из полученных результатов, могущее представлять общий интерес, изложено ниже.

Настройка базовой схемы. Схема в варианте рис. 2 подходит для управления транзисторами, имеющими большую крутизну (биполярными и полевыми транзисторами с вертикальным каналом). Если крутизна мала, как например, в случае высококачественных и дорогих латеральных полевых транзисторов, можно использовать динамическую нагрузку или дополнительный каскад усиления. Рассмотрим общий случай настройки схемы для произвольных выходных транзисторов.

Вначале необходимо определиться с коэффициентом усиления и типом усилителя (инвертирующий или неинвертирующий). На рис. 3 показаны варианты включения для коэффициента усиления К=5 с номиналами резисторов и элементами частотной коррекции (для снятия самовозбуждения схемы).

Рис.3. Варианты включения базового усилителя - инвертирующий, справа и неинвертирующий.

Настройка сводится к определению номинала резисторов R0, определяющих рабочую точку выходных транзисторов при заземленном входе управления, Vc=0. Ток покоя дифференциального каскада задается резистором R5 (R4) и выбирается довольно значительным, около 10 мА или примерно по 5мА на плечо. Этот ток определяет необходимую величину смещения выходного транзистора, как падение напряжения на резисторе R0 за вычетом падения напряжения на переходе транзистора Т9 (Т10). Окончательно ток покоя выходных транзисторов определяется величиной управляющего напряжения на входе Vc. Возможна точная балансировка усилителя путем изменения сопротивлений R5 и R4 таким образом, чтобы выходное напряжение стало близким к нулю, что впрочем, не имеет особого смысла. Сопротивление резисторов R2 определяет предельную скорость закрывания выходных транзисторов, но его чрезмерное уменьшение ухудшает линейность усилителя и приводит к избыточному тепловыделению транзисторов Т9, Т10. Для пары транзисторов IRF540/IRF9540 при усилении К=5 номиналы элементов схемы таковы: R0=820 Ом, R1=10 Ом, R2=270 Ом, R4=R5=1,4 кОм (при токе покоя около 70 мА), Ccor=68пФ, транзисторы дифференциальных пар, как и предоконечные - выбраны среднемощными - Т1, Т2, Т10 - BD139, Т3, Т4, Т9 - BD140. Остальные транзисторы n-типа - 2N5551, а p-типа - 2N5401. Тип выбранных транзисторов определялся главным образом их наличием у разработчика, а не специфическими требованиями схемы.

Компенсация искажений производилась в полном соответствии с методикой, изложенной в статье [8]. На рис. 4 приводятся схемы компенсации для обоих вариантов усилителей. Номиналы резисторов соответствуют условию, что входным током усилителя можно пренебречь. Поскольку данное условие в действительности не выполняется, то окончательная коррекция усиления усилителя А2 производилась путем подстройки резистора обратной связи Rfb+Rin по минимуму искажений сигнала. Его оптимальная величина оказалась примерно на 10% выше расчетной и составила 1650 Ом вместо 1500 Ом.

На рис. 5 показаны графики сигналов искажений на фоне уменьшенного в 1000 раз выходного сигнала для двух частот - 2 кГц и 20 кГц при токе покоя выходных транзисторов около 200 мА, напряжении питания +/-30В и выходном сигнале +/-22В. Бросается в глаза полная идентичность сигнала искажений для базового усилителя, при столь существенно (на порядок) различающихся частотах. Это не удивительно, так как усилитель обладает большим запасом по частоте и звуковой диапазон для него - это, по сути, квазистатический режим работы. Другое дело, корректирующий усилитель А2, в качестве которого я применил NE5534. Поскольку спектр сигнала искажений изменяется прямо пропорционально частоте основного сигнала, то способность к компенсации искажений падает с ростом частоты. На частоте 2 кГц искажения подавляются в 68 раз, а на 20 кГц - в 23 раза. Естественно, высокочастотная часть искажений подавляется слабее, поэтому в сигнале искажений появляются острые пики выбросов.

Рис. 4. Схемы компенсации искажений для инвертирующего (слева) и неинвертирующего вариантов включения. МА и А2 - главный и компенсирующий усилители соответственно. Номиналы резисторов для усиления К=5 указаны на рис. 3.

Рис.5. Графики искажений до (сверху) и после подключения схемы компенсации искажений.

Полученный усилитель по типу АЧХ приближается к однополюсному с полюсом 1-го порядка. Частота полюса f(-45^О)=2,3 МГц, f(-180^О)=25 МГц f(0 дБ)=13,6 МГц, сдвиг фазы 0,26^о на 20 кГц. Он устойчив при нагрузках различного типа, в частности, емкостной в 2 мкФ, эквивалентной по току резистору 4 Ом на частоте 20 кГц.

Управление сквозным током. Данная схема позволяет реализовать различные типы управления сквозным током, как в отношении параметров (по амплитуде или по скорости нарастания), так и в отношении метода (динамический, квазидинамический или квазистатический). Для оценки необходимой величины сигнала управления следует определить диапазон рабочих напряжений на базе (затворе) выходного транзистора в диапазоне его рабочих токов. Коэффициент передачи управляющего напряжения со входа Vc на выход дифференциального каскада равен 0,5R0/R5 (0,5R0/R4). Исходя из этого легко можно определить коэффициент усиления сигнала с датчика тока для получения соответствующего сигнала управления. Так например, если диапазон управляющих напряжений затвор-исток выходных транзисторов для амплитуды тока около 3А составляет примерно 1В, то он обеспечивается управляющим сигналом 1В/(0,5R0/R5)=3,4В. Сигнал с датчика 0,1 Ом при данном токе равен 0,3В, и следовательно, он должен быть усилен примерно в 11 раз. По этой причине данный вариант схемы не подходит для латеральных полевых транзисторов, требующих малое начальное смещение исток-затвор и имеющих малую крутизну.

Подчеркнем, что для управления схемой следует использовать именно сигнал тока нагрузки, а не сигнал выходного напряжения. Во-первых, характер управления определяется именно током, зависящим от нагрузки, в то время как выходное напряжения от нагрузки зависит очень слабо. Во-вторых, при реактивной нагрузке сигналы тока и напряжения могут быть существенно сдвинуты по фазе. Сигнал с датчика тока может быть использован для получения отрицательного выходного сопротивления усилителя (путем введения положительной ОС по току) для компенсации сопротивления самого датчика, а также сопротивления соединительных кабелей.

Управление сквозным током связано с увеличением мощности, отдаваемой транзистором в виде тепла, то есть приводит к уменьшению КПД усилителя, требует повышения мощности теплоотвода, а также содержит экономический аспект. Поэтому весь спектр возможных дальнейших решений можно характеризовать с позиций компромисса между выбором качества и величины КПД. С этих позиций - самый экономный вариант - динамическое управление по скорости нарастания выходного напряжения. Оно ориентировано на динамическую составляющую искажений (диапазон 2кГц - 20 кГц), сильно выраженную в моменты перехода сигнала через нуль тока. Схема управления в этом варианте содержит дифференцирующий усилитель, обеспечивающий необходимое усиление сигнала скорости нарастания тока нагрузки (из точки С схемы рис. 3), и двухполупериодный выпрямитель, с которого сигнал подается на вход управления Vc. Сигнал управления обеспечивает максимальный избыточный ток в момент нулевого тока нагрузки и полностью устраняет переходные искажения в высокочастотной области. Когда амплитуда выходного тока приближается к максимуму, управляющий сигнал снижается до нуля, избыточный ток в этой области отсутствует.

Для расширения частотного диапазона управления параллельно дифференцирующему конденсатору подключается резистор, обеспечивающий частотно независимую составляющую управляющего напряжения. Если сигнал управления пропустить через интегрирующую цепочку, получится сглаженный управляющий сигнал, зависящий от постоянной времени интегрирования (квазидинамическое управление). В этом варианте выпрямитель можно заменить двумя диодами (и даже одним диодом) но несколько увеличить ток покоя, примерно до 200 мА, чтобы компенсировать действие отсечки диодов при малых сигналах. Во всех случаях избыточный сквозной ток пропорционален выходному сигналу, так что управление не является избыточным чрезмерно. С другой стороны, такое управление не всегда обеспечивает такую норму избыточного тока, при которой реализуется гарантированное качество выходного сигнала. Эта норма проще всего получается в варианте, который можно назвать, квазистатическим вариантом динамического управления. Мне этот вариант показался наиболее предпочтительным с позиций качества получаемого выходного сигнала (хотя и наименее экономичным), поэтому я на нем остановлюсь подробно. Его принцип состоит в следующем: сигнал управления формируется и удерживается достаточно долго при помощи схемы фиксации уровня по максимальному (пиковому) значению импульса выходного тока. Большое время спада уровня на выходе схемы фиксации (порядка 1 с) обеспечивает практически статический режим работы выходных транзисторов с избыточным сквозным током.

Соответствующая схема управления изображена на рис. 6. Собственно сам узел управления состоит из усилителя на ОУ М4 и схемы фиксации пикового уровня на ОУ М5 (в верхней части рис.6). Изображен линейный, частотно независимый вариант усилителя. При желании его можно сделать частотно зависимым, с подъемом на высоких частотах, где роль искажений возрастает. Для этого нужно выбрать подходящие значения резисторов R13, R14 и емкости С2. Параметры схемы фиксации выбраны таким образом, чтобы обеспечить передачу фронта полуволны на частоте 20 кГц и достаточно медленный спад напряжения на интегрирующей емкости С1.

0x01 graphic

Рис. 6. Схема управления сквозным током и током покоя.

В схему добавлен узел установки и стабилизации тока покоя при отсутствии входного сигнала.

Задатчик тока покоя - переменный резистор R12. Измеритель тока покоя реализован на сумматорах (ОУ в инвертирующем включении) М1, М2 и М3. В точке суммирования всех сигналов на входе ОУ М4 происходит компенсация питающих напряжений и остается только сумма падений напряжений на датчиках тока в обоих плечах усилителя. Поэтому, чтобы добиться точной компенсации необходимо обеспечить идентичность усиления по двум параллельным цепям, что достигается точным подбором величин сопротивлений резисторов R2 - R11 (или использованием прецизионных резисторов). Сигнал с датчиков тока имеет положительную полярность и возрастает при увеличении тока покоя, чем достигается стабилизация, так как увеличение напряжения в точке контроля уменьшает ток покоя. Коэффициент стабилизации тока покоя невелик, но приемлем.

Во всех вариантах управления величина управляющего сигнала пропорциональна выходному сигналу, поэтому нормальная работа усилителя в области малых сигналов обеспечивается собственным током покоя, который необходим для плавного перехода усилителя в класс А по мере убывания величины сигнала. По моим оценкам для этого нужен ток покоя около 100 мА (50 мА уже явно недостаточно).

Опыт показывает, что величина и характер искажений сигнала зависит от относительной величины превышения тока через транзистор над током нагрузки. По мере роста этого превышения быстро исчезают высшие гармоники искажений, и остается чистая вторая гармоника. Графики тока на частоте 20 кГц, нагрузке 8 Ом, и выходном напряжении +/-22 В показаны на рис. 7. Видно как происходит захват пикового значения амплитуды схемой фиксации на переднем фронте и переход работы транзисторов на режим с превышением тока нагрузки. Различие в форме верхней и нижней кривых связано с недостаточной комплементарностью транзисторной пары. На рис. 8 показан эффект влиянии избыточного тока на величину и характер искажений.

0x01 graphic

Рис.7. Графики токов при включении сигнала типа "бурст" для случая превышения максимального тока через нагрузку для положительного плеча на 15%.

0x01 graphic

Рис.8. Искажения на фоне выходного сигнала, уменьшенного в 10000 раз. Сигнал типа "бурст", 20 кГц, +/-22 В, 8 Ом. Верхний график -- обычный режим усилителя, ток покоя 180 мА. Нижние графики -- динамическое управление сквозным током (квазистатический вариант). Средний график -- превышение тока нагрузки на 15%, нижний -- на 25%.

Второй (средний) график рисунка 8 соответствует графику рис.7 (превышение тока 15%). Можно наблюдать, как после прихода фронта и установления нового режима работы выходных транзисторов немедленно устанавливается режим малых искажений усилителя. Рост сквозного тока (нижние графики рис. 7) приводит к очищению спектра искажений от высших гармоник и выделению чистой второй гармоники. Коэффициент искажений, определяемый как отношение амплитуды искажений к амплитуде выходного сигнала, приближается к 0,001% на частоте 20 кГц и падает с понижением частоты.

Превышение тока транзистора над током нагрузки, равное сквозному току, зависит от усиления сигнала с датчика тока и определяется сопротивлением резистора R14, схемы управления, рис. 6. Номинал, указанный на схеме, соответствует превышению 15%. На графике рис. 9 показана зависимость коэффициента искажений от величины превышения в процентах. Подъем искажений при малых превышениях тока обусловлен в первую очередь быстрым ростом вклада высших гармоник спектра искажений. Величину 15% можно считать близкой к оптимальной, с точки зрения компромисса между потерей качества и снижением КПД. На самом деле, если учесть соотношение между пиковыми и средними значениями реальных фонограмм, то такое превышение окажется более чем достаточным. (К примеру, для речи пик-фактор примерно равен трем).

0x01 graphic

Рис.9. Зависимость коэффициента искажений от величины превышения тока верхнего плеча над током нагрузки. Выходной сигнал 20кГц, +/-22 В, нагрузка 8 Ом.

В момент включения схемы фиксации при достижении очередного пикового значения, происходит быстрое изменение режима работы выходных транзисторов, что проявляется в виде небольшого перепада выходного напряжения длительностью около 10 мкс. Его величина зависит как от амплитуды выходного сигнала, так и от ряда других факторов. На частоте 20 Гц, при которой схема фиксации срабатывает в каждом периоде, перепад составляет 0,00036% при сигнале +/-22 В. Но по-видимому, он может быть значительно больше, если приходит сигнал с быстрым нарастанием.

В схеме управления можно использовать любые ОУ, обеспечивающие приемлемое усиление сигнала без существенных фазовых сдвигов на частоте 20 кГц. Исключением является ОУ М5, который должен отдавать выходной ток не менее десяти миллиампер. Я применил NE5534 - ток короткого замыкания 38 мА. Транзистор Т1 должен в импульсе обеспечивать ток не менее 0,5А.

Хотя выходной каскад в неинвертирующем варианте имеет высокое входное сопротивление (около 300 кОм), оно обладает нелинейностью. Для некоторого "смягчения" нелинейности входа добавлен входной резистор 51 Ом, рис. 3. Однако, для получения экстремально малых искажений предварительный усилитель, тем не менее, должен иметь выходное сопротивление (динамическое) близкое к нулю на верхних частотах звукового диапазона, а также гальваническую связь. Инвертирующий вариант включения в этом смысле обладает преимуществом, так как имеет чисто резистивный вход, хотя и с меньшим сопротивлением.

В принципе, усилитель показал столь приличные характеристики, что его можно использовать как полный усилитель в усилением К=20. При этом Rfb=5k7 (неинвертирующий вариант), Ccor=27пФ, рис. 3. В результате получается довольно гладкая АЧХ с полюсом f(-45^о)=0,95МГц, f(-180^о)=17,4МГц, f(0дБ)=12МГц. Искажения на частоте 20 кГц (+/-22 В, 8 Ом) составляют около 0,003% при R14=1к3 (рис. 6) и 0,0016% при R14=1к, сдвиг фазы 0,85^о. В целом, усилители с большим усилением требуют большего избыточного тока для выхода на чистый сигнал.

Чрезвычайно высокие характеристики (при моделировании в Micro-Cap) показали схемы на латеральных транзисторах (исследовалась пара 2SK1058/2SJ162). Для них потребовалось несколько модифицировать базовую схему, но зато оказалось возможным исключить схему стабилизации тока покоя.

Заключение.

Разработан усилитель -- выходной каскад УМЗЧ в виде отдельного устройства -- четырехполюсника с вполне определенными свойствами. Структура усилителя содержит раздельные и независимые цепи усиления сигнала и управления током покоя. Используя компенсацию искажений по входу, а также динамическое управление сквозным током, удалось уменьшить искажения сигнала исходного усилителя более чем на два порядка, а спектр искажений ограничить практически только второй гармоникой.

Мельники, июнь 2020.

Литература

1. Cordell B. Designing Audio Power Amplifiers. The McGraw-Hill Companies, 2011.

2. Self Douglas. Audio Power Amplifier Design Handbook. 5th edition. -- Focal Press, 2009.

3. Slone G.R. High-Power Audio Amplifier Construction Manual. McGraw-Hill/TAB Electronics, 1999.

4. Данилов А.А. Прецизионные усилители низкой частоты. М.: Горячая линия - Телеком, 2004.

5. Ю. Митрофанов. Экономичный режим А в усилителе мощности. Радио, 1986, N 5.

6. Г. Брагин. Усилитель мощности звуковой частоты. Радио, 1990, N 12.

7. https://cxem.net/sound/amps/amp225.php

8. П. Чередник. Метод уменьшения искажений в усилителях низкой частоты путем компенсации искажений на входе. Радиоаматор, 2018, N 9.

Оставить комментарий © Copyright Чередник Павел Федорович (p.cherednyk@gmail.com) Размещен: 29/12/2020, изменен: 29/12/2020. 42k. Статистика. Статья: Изобретательство познание Иллюстрации/приложения: 9 шт. Скачать FB2		Оценка: *8.003** Ваша оценка:
Аннотация: На конкретном примере рассмотрен метод построения выходного каскада усилителя мощности звуковой частоты с раздельными и независимыми цепями усиления сигнала и управления током покоя. Данный метод позволяет реализовать режим динамического сквозного тока, дает возможность применить метод компенсации искажений по входу и достичь высоких качественных показателей - коэффициента искажений порядка 0,001% на частоте 20 кГц при нагрузке 8 Ом при незначительном вкладе гармоник высших порядков. (Статья в журнал Радиоаматор Љ 9-12, 2020).

Чередник Павел Федорович : другие произведения.

Выходной каскад Умзч с динамическим контролем сквозного тока и компенсацией искажений